1樓：王半
MOS導通的壓降遠低於二極體壓降，可以減少導通損耗，因為是常通常關，驅動損耗較小。原理很簡單。
MOS的導通特性是電阻，毫歐姆級別，二極體普通都在1V左右，通過實際電流去計算兩者的差異。
2樓：竇熠
最近在做方面的工作，來回答一下：
1.關於這種 Bridgeless boost 電路工作原理
這種電路的拓撲如下
關於這個拓撲，有幾點需要說明：
1）輸入一般為50Hz或60Hz交流
2）輸出電壓高於輸入的峰值電壓，而且認為輸出電壓是乙個穩定的直流電壓
3）圖中開關管的寄生二極體（如果是GaN器件沒有寄生二極體，但是反向仍舊能夠導通，不會影響原理的分析）的方向不能搞錯
這個拓撲的工作原理如下：
Case1: Vg>0 S1，S4保持開通；S3保持關斷；S2高頻開關斬波
Subinterval 1
S2開通
此時電源給電感充電，負載由輸出電容Co供能。電流經過電感L後，S1的反併聯二極體不會開通，因為S1的D極電壓高於S極電壓。
Subinterval 1
S2關斷
此時電感放電，輸出電容充電。直至下次S2再次開通。
Case1: Vg<0 S2，S3保持開通；S1保持關斷；S4高頻開關斬波
Subinterval 1
S4開通
Subinterval 2
S4關斷
具體通路參照第一種情況。
這時候你就會發現其實這種totem-pole的Boost的通路跟Boost電路的通路是一樣的，因此voltage gain也是一樣的。
這種totem-pole的結構，最為巧妙的地方在於利用了輸出電壓高於輸入電壓這個特性，用電壓引導了通路的構成，因此能夠只使用四個開關就完成了整流加控制的供能。
關於transistor反嚮導通的問題，Si MOSFET和GaN transistor在G極沒有驅動的情況下，SD極間電壓超過一定閾值都會導通，而且會有乙個明顯的正向壓降（GaNsystem的管子是2.4V），所以反嚮導通最大的問題就是會帶來額外的損耗，假設電流5A那麼損耗就是12W，對於小功率的應用絕對是不可接受的；但是如果反嚮導通時驅動開關管，那麼這個壓降會等於電流大小乘以導通電阻（這個反嚮導通電阻datasheet中不一定能找到，一般來說跟正嚮導通電阻大小類似），這樣損耗會明顯減小。
2.關於bridgeless結構
最近看了很多bridgeless的拓撲，發現兩個問題難以解決：
第乙個問題是開關管的數量難以減少。因為一般使用的transistor反向都是導通的，但是bridgeless結構要求雙向都能夠承受電壓，因此DC-DC的拓撲想轉換為bridgeless的結構，很多開關管都必須做成雙向開關，也就是反向串聯乙個開關管，使這個開關結構變成雙向可承受電壓的結構，因此開關管的數量難以減少，使用bridgeless的結構的優勢就不明顯了。解決這個問題，我們發現的乙個思路就是利用flyback的結構，因為開關管與儲能電感是併聯的關係，因此乙個雙向開關就可以解決很多問題。
第二個問題是50Hz能量脈動的問題。因為輸入是乙個50Hz的交流電壓，如果對功率因數要求很高，那每乙個50Hz內輸入的能量也存在乙個50Hz的脈動。而我們想要的能量輸出是乙個恆定的直流能量，因此就需要乙個energy buffer，一般是乙個大電容，在電路中儲存能量。
這個電容的體積和壽命都會帶來一系列的問題，導致功率密度不高，變換器壽命有限等等。解決這個問題的辦法可以採用諧波注入法，能夠有效的減小這個電容的容值，因此可以使用壽命較高的ceramic或者film電容。
以上不正指出，還請前輩同行指出。
3樓：龐穎
MOSFET 可以工作為passive rectifier, 這個情況下電流如你所說，走二極體。還可以工作為synchronous rectifier,就是電流反向的時候也驅動門極，這樣電流就從電阻小很多效能好很多（沒有反向恢復）的mosfet通道流通。這一方面就能減少不少損耗，前提是過載工作態，輕載到時候可能驅動損耗比節省的導通損耗更大，得不償失。
還有就是可以實現其他答案所說的軟開關。
4樓：天涯墨客
以前接觸過一種無橋圖騰柱PFC，跟你這個結構不太一樣(這種應該算有橋結構？)。圖騰柱結構為了避免體二極體反向恢復，主要工作在電流斷續的小功率場合，如果是新器件可能不會有這個問題。
至於你說的為什麼要對兩管進行控制，mos的體二極體特性是很差的，肯定走溝道損耗更小，這裡應該做同步整流用。
5樓：Preston Wang
大概是某寬禁帶器件廠家demo給出的圖？
實際上這個圖目前應用較多的是TCM控制方式來實現zvs開通，因為MOSFET的體二極體特性太差，硬開關時很多問題很難處理。
可以看一下這個相關專利：申請號201210028511.5
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